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纸上谈兵:采用6C3(6C4)的负反馈式唱放电路

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发表于 2017-7-21 17:43:25 | 显示全部楼层 |阅读模式

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关于这个电路的设计思路,其实在大脑中酝酿了许久许久,一直都没有清晰的想法,因为想法一直在波动,更重要的是,我不玩唱机,从心底中缺少前进的动力。
关于唱放,我自已一直更关注负反馈式的RIAA均衡网络。
不过,许多大烧更喜欢衰减式的一些,例如123老兄,例如论坛的lirongxiang老兄,昔日重来老兄、古羽老兄等等,他们的大名一直激励着我不停的折腾。
6C3-RIAA.jpg
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 楼主| 发表于 2017-7-21 17:44:41 | 显示全部楼层
这是这个电路最终所得到的特性曲线,其中蓝线是标准的RIAA特性,而红线是本电路所得到的均衡特性曲线。
除了在六十千赫之上所存在着的细微差别之外,两条曲线的吻合特性相当棒,在20Hz~20KHz之内的曲线误差均小于+_0.05dB。
6C3-RIAA.2.jpg
6C3-RIAA.1.jpg
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发表于 2017-7-21 20:26:46 | 显示全部楼层
进来早了,只看到头。。。{:tqs10:}把6C3后面括号加个6C4 吧,现在6c3很少了,而6c4和6C3又是一样的。{:tqs10:}{:tqs10:}{:tqs10:}
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发表于 2017-7-21 21:02:23 来自手机 | 显示全部楼层
期待欣赏作品!
 楼主| 发表于 2017-7-21 22:03:12 | 显示全部楼层
先在一楼帖子中编辑上了电路图,请大家先拍砖。
明天,然后附上我的一些想法和基本思路
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 楼主| 发表于 2017-7-21 22:16:12 | 显示全部楼层
二楼帖子,先暂时附上了本电路的RIAA特性。
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发表于 2017-7-22 00:35:03 来自手机 | 显示全部楼层
第一级设计有失水准

点评

第二级恐怕问题也不小。栅极偏压恰好处在临界的最大偏压-1.1V的位置(栅极电流出现点)!  发表于 2017-7-22 10:06
 楼主| 发表于 2017-7-22 05:34:28 来自手机 | 显示全部楼层
qczstart 发表于 2017-7-22 00:35
第一级设计有失水准

老兄能讲出您这样说的理由吗?这儿我先讲出我这样处理的原因。

点评

谢谢老兄 ,我将上管栅极滤波电容加上,至于这个屏极电阻的取值,事实上它关系到电路的整机开环增益之高低,另有相当重要用处,请您查看帖内所述。  发表于 2017-7-23 09:37
用6C3组成的cascode电路屏极负载过大且缺失栅极退偶电容。(抱歉)  发表于 2017-7-23 08:57
 楼主| 发表于 2017-7-22 05:39:49 来自手机 | 显示全部楼层
田庆松 发表于 2017-7-22 05:34
老兄能讲出您这样说的理由吗?这儿我先讲出我这样处理的原因。

对于负反馈RIAA电路来讲,保持足够的开环增益是其必须条件,晶体管RIAA电路可以有着轻易超过10000倍的开环放大能力,但是对于电子管放大器而言却极难做到。

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发表于 2017-7-22 09:15:04 | 显示全部楼层
老田终于下手了,等续集
 楼主| 发表于 2017-7-22 10:34:50 | 显示全部楼层
这只是一个迎合目下所时兴的唱机均衡电路而所作的一个简易电路,目标是一个合适且高质的管子,较简易的电路,也没有用上花哨的功能和元器件,自然也有许多没有考虑完善的东西,这一点请大家理解。
不过,我会将这样做的理由,一点点地说出来,以供大家批判讨论,同时,也是为了提高大家讨论的热度。
考虑不周之处,请大家不吝笔墨,尽请指出
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 楼主| 发表于 2017-7-22 10:49:07 | 显示全部楼层
关于唱机均衡电路的设计,曾有一本资料介绍的相当详细,如果大家有印象的话,可以搜索论坛bielx老兄的帖子,他曾上传到论坛的一本资料《放唱均衡设计》,还有《负反馈电路》中也有简短的设计,其它的关于均衡电路的知识也可以查看相应的电路基础。
但是正如《放唱均衡设计》中所言,相比于阻容型均衡电路,负反馈式RIAA电路中时间常数的计算要麻烦许多,特别是电子管均衡电路中的计算更是麻烦。
它的麻烦不仅仅只是按照公式进行计算,但计算值仅仅只能作为理论指导,还关系到电路的输出阻抗的变化、级间耦合电容的采用、阴极旁路电路的时间常数、还有电路的增益都会影响到均衡网络的变化还有元器件的阻容值的变动,而反映到这上面的,就是最终所得到RIAA特性的精准,通常,RIAA电路越是精准,代表着产品的档次的级别越高端,这在产品中几乎是一个不变的真理。
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 楼主| 发表于 2017-7-22 11:02:40 | 显示全部楼层
一楼的图中,第一个计算公式中的电阻序号写错,应为R9*C1=3180us,我进行更改
另外,这个低频端时间常数的实际值同理论值存在着相当大不同,还有其它的几个滤波常数也有区别,这都是在仿真中根据实际情况进行调整得到的优化值。
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发表于 2017-7-22 15:54:54 | 显示全部楼层
田版又有新作,
 楼主| 发表于 2017-7-22 18:02:55 | 显示全部楼层
在负反馈RIAA网络设计时,当Aβ>100时,按照计算公式计算得到的RIAA特性偏差就会越小,而当Aβ远小于100这个值时,电路的RIAA特性的偏差就会越大,当然,我们可以在实际制作中调整RIAA网络得到接近真实的特性,但工作量会大增。
由于在电子管唱放电路中其电路的特殊性,负反馈电路中的电阻取值都相当大,开环放大倍数远不及晶体管电路,所以其Aβ值远小于100。
提高电路的开环增益是相当重要的一个措施。
最开始的设计中,我本来在第一级电路采用的是传统的共阴极放大电路,此时两级共阴极放大电路所带来的总放大倍数也只能达到二千多倍,而唱放电路的静态增益通常按60dB左右的值进行设计,这样,带给环路负反馈的低频端反馈量不到四五分贝,远远达不到正常的需求,带给RIAA的设计难度也增加,按照公式计算的元器件参数带来了极大的偏差。
这是我在最后将第一级电路更改为串叠放大电路的原因,此时第一级电压放大级的放大倍数升至120倍左右,远远大于常见的一级三极管电压放大电路,两级放大电路的电压放大倍数升至6000倍左右,给电路的总体设计带来了极大的便利。
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发表于 2017-7-22 21:31:33 | 显示全部楼层
田版又有大作

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发表于 2017-7-23 09:35:06 | 显示全部楼层
本帖最后由 qczstart 于 2017-7-23 09:38 编辑

尝试利用6C3组成的cascode电路,仅供参考
6C3-1.png


6C3-2.png
A=7*27=189(约)
中毒太深
 楼主| 发表于 2017-7-23 09:35:59 | 显示全部楼层
谢谢qczstart 老兄,第一级电路的上管栅极供电滤i波电容忘记了加上,我马上为它补上。
至于qczstart 老兄所讲的上管屏极电阻过大的问题,事实上,在前面我已经提到过,我们一定要保证前面电路的电压增益。
在增益和开环频响之间,我们必须要有一个折衷或者兼顾,虽然屏极电阻取到82K欧导致电路的开环情况下高频略微受到影响,但毕竟这是属于负反馈式电路,它能够有效的拓宽电路的高频特性不受明显影响。
当然,由于第一级的较高输出阻抗,即使我将第一级电路的屏极负载电阻降到47K欧依然会对 电路的开环高频特性造成一些影响,孰重孰轻,只看自已取舍了。
谢谢老兄,我将一楼电路的上管栅极旁路滤波电容加上。

点评

田版太客气了!能否将上图我调整的CASCODE电路单独模拟一下?这样看看与个人初衷是否一致?谢谢  发表于 2017-7-23 09:42
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 楼主| 发表于 2017-7-23 09:50:04 | 显示全部楼层
qczstart 发表于 2017-7-23 09:35
尝试利用6C3组成的cascode电路,仅供参考

老兄,这是属于负反馈式的RIAA网络,第一级电路,阴极电阻是不能并联旁路电容的。
串叠电路,我们可以将它等效为一个五极管来计算它的电压放大倍数,其放大倍数为上下管的总跨导与屏极负载电阻的乘积

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 楼主| 发表于 2017-7-23 10:09:39 | 显示全部楼层
qczstart 发表于 2017-7-23 09:35
尝试利用6C3组成的cascode电路,仅供参考

老兄,您可依靠简单的公式,利用您的计算结果计算出取消阴极旁路电容以后的放大倍数。
用270除以27K欧,得到β值为0.01,然后用K/(1+βK)得出取消阴极旁路电容以后的值,您会看到差距是巨大的
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